为什么他们使用I / Q
在合成信号时，我可以看到I / Q是一个很好的表示形式（在硬件中），因为例如您可以仅通过改变幅度来进行频率或相位调制，但是这个原因似乎没有适用于SDR接收器的情况。
那么，使用I / Q而不是以两倍采样率的I来输出，可以获得什么收获吗？还是只是出于惯例？
#1 楼
SDR（或任何通用数字信号处理系统）接收到的RF信号，然后将其从载波频率下变频为基带。现在，来自天线的真实带通信号不一定具有载波频率附近的对称频谱，但是可以是任意的。如果下变频器现在将频谱移动到中心频率，则相应的时域信号将变得复杂。因此，您从SDR获得的I和Q样本是复基带信号的实部和虚部，它对应于载波频率附近的实际通带信号。
更多详细信息，例如可以在Wikipedia网站上找到以进行数字向下转换。
回答您的问题：
I / Q表示不对应于信号的不同采样点。相反，它对应于数字复数值基带信号的实部和虚部。这些部分是通过将RF信号分别与正弦和余弦相乘并在低通滤波后对两个流进行采样而获得的。
双倍频率采样可以产生与I / Q相同的信息。必须使信号与$ f_s / 4 $相差无几，以使本应在基带IQ信号中的所有信息都处于$ f_s / 4 $的通带信号中（其中$ f_s $是采样率）。
评论
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好答案。请澄清一下，我认为如果以2F_s $进行采样时允许IQ采样率为$ F_s $的基带中的信号以$ F_s / 2 $的形式存在，则以双倍频率的采样可以产生完全相同的信息（换句话说，就是新采样率的1/4）。你同意吗？
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–丹·博申（Dan Boschen）
17年2月15日在11:21
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@DanBoschen我相信当您从单个流中以双倍频率采样（例如，乘以正弦波）时，您不会获得相同的信息。这仍将仅产生具有双采样率的实值基带信号，这对应于基带频谱的偶数部分。但是，奇数部分（即虚基带信号）仍然不可用。
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–马克西米利安·马特（MaximilianMatthé）
17年2月15日在11:49
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考虑到您可以在fs / 4处获得与基带完全相同的频谱（这意味着fs / 4之上的正部分不需要匹配在这种情况下低于fs的“负”部分/ 4）。如果您考虑一下，这与在天线（或载波）上的真实信号代表直流下的基带IQ信号没有什么不同。尽管我还没有从数学上得出证明，但这就是我的想法和回忆。
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–丹·博申（Dan Boschen）
17-2-15在11:52
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考虑以下示例：在2Fs采样的，小于+/- Fs / 2的基带中的复信号。它很复杂，从DC到Fs / 2的正频谱与从-Fs / 2到DC的负频谱不同（因此需要两个真实信号，无论是I和Q还是幅值和相位来表示它）。现在通过乘以$ e ^ {jnw \ pi / 2} $来旋转频谱。其中n是样本数。结果将使频谱移至+ Fs / 4，负半部中没有频谱，但没有其他变化。现在开始真正的参与。
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–丹·博申（Dan Boschen）
17年2月15日在12:00
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通过获取上述复数信号的实部，将出现负像（复共轭），并且原始信号将被缩放，但否则保持不变。除比例因子外，fs / 4处的信号与我们开始时使用的基带信号相同；所有信息都完好无损！ （就像我们将信号移到也是真实的载波频率时一样）。您认为我的想法有缺陷吗？ （我也不意味着将“相同”的I用作采样率的两倍，而是仅使用I（它是单个实值数据流））。
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–丹·博申（Dan Boschen）
17-2-15在12:04
#2 楼
可能有多种原因。计算机处理：
将IQ数据用于SDR处理的一个原因是降低计算处理速率（使用速度更慢或功耗更低的处理器） ）进行可视化（适应）或解调，而无需执行其他转换步骤。许多调制方案具有不对称边带。 IQ信号可以携带有关DC（0 Hz）左右两个边带的明确信息（请参见此处的说明），这意味着处理速率可以非常接近DC（0 Hz +信号带宽+滤波过渡安全裕度），而不是上面的两倍载波频率（加上信号带宽，滤波器过渡带等）。实际上，某些SDR模块（Funcube Dongle Pro +，Elecraft KX3等）将IQ数据生成到PC立体声音频接口中（与高得多的VHF / HF RF载波或HF / LF IF相比，允许以非常低的音频数据速率进行处理）
无线电硬件：
要处理单通道数据流，需要很高的处理速率（RF载波的2倍以上，使用FPGA等）。 ），或在下采样/下转换之前消除图像或混叠的某种方法，通常是通过将其他转换或混合步骤（或更多步骤）转换为IF频率，再加上一个或多个相关的抗混叠滤波器来抑制图像。因此，与产生1X速率IQ数据流相比，2X速率单个真实数据流通常需要额外的IF级（和/或非常窄的高频带通滤波器，通常是晶体或SAW）来执行此操作。额外的IF级通常也需要额外的振荡器和混频器。而直接转换为IQ数据可以实现，而无需用于镜像抑制的高频带通或屋顶滤波器。甚至使用IF（中频）对IQ数据进行两次转换，通常也需要少用一个过滤器或一个质量要低得多的过滤器（同样，对于等效图像抑制）。
下变频振荡器可以位于（或接近于）感兴趣的信号载波（RF或IF）或低倍数的中心，而不是失调或更高。这可以使该振荡器的跟踪，锁相或同步变得更加简单，从而可以在最少的无线电硬件中简化频率读取和/或收发器发射机信号的生成。
转换硬件：
在硬件中，以较低的采样率实现2个ADC可能比以较高的采样率实现1个ADC更容易或更便宜。例如，您可以使用采样率为44.1k（或192k）的立体声声卡，而不是更昂贵的采样率为96k（或384k）的声卡，以获得几乎相同的信号带宽能力。
黑板大小：IQ样本流（由两个90度相移混合和/或采样通道创建）也与数学复杂信号（具有实部和虚部）紧密相关。可以更轻松地将真实数据的两个通道视为一个复杂的数学表示形式的一个通道。这使得某些数学算法（DFT / FFT，复杂包络解调等）可以更直接地应用（并且如上所述，以基带处理速率），而无需额外的数学运算（偏移或fftshift等）。
用复杂的数学方法对这些DSP算法进行解释或说明，与使用非复杂的较高采样率表示形式进行等价的解释（并且在许多人看来更为优雅）相比，通常不需要在教室黑板上写下文字。更简单的复杂/ IQ解释有时可以直接转换为更少的代码（取决于HLL计算机语言所支持的数据类型），或者更少的计算块（使用图形信号路径设计工具）是SDR应用程序。
权衡：
当然，缺点是需要精确的90度相移生成，2个ADC而不是一个ADC，复杂的乘法（4X硬件乘法器或指令OP）而不是每个（实数或IQ）样本进行单次乘法，以进行类似操作。
评论
$ \ begingroup $
要澄清的是，四倍体通常不是模拟量的，因此可以消除很多缺点。 SDR仍可以像海报上所说的将IQ样本“发射”到进一步的解调软件，而不必进行复杂的采样。您的其余解释非常好，包括有关表示要优雅得多的要点。在向硬件工程师描述时，我已经说过“它需要两个示波器探头来监视复杂的信号！”，这意味着使用指数描述系统很简单，但是我们需要I和Q来实现。
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–丹·博申（Dan Boschen）
17年2月15日在18:17
评论
@Gilles我回滚了您的编辑。实际上，只是为了清楚起见，用多种方式表达的一个问题，将其样式化为枚举对我来说是没有意义的。我在这里回答了类似的问题：electronics.stackexchange.com/questions/39796/…